我的 50Ω 微带线有什么问题?

电器工程 射频 微带
2022-01-28 15:37:44

我目前正在开发一个 6 层板,它同时具有应用处理器和 GNSS 模块(以及其他东西),我发现自己处于一个令人费解的境地。让我描述一下:

我有一块由JLCPCB制造的 6 层板,具有 4.05 的 prepeg 阻抗和以下叠层:

-L1:信号 -L2:GND

  • L3:信号 + PWR
  • L4:压水堆
  • L5:接地
  • L6:信号

图 1:叠层

叠起

该部分的布局如下:底部有一个GNSS模块(红色层),连接到顶部的THT SMA连接器。内部层(此部分下方的完整平面,为了更好的可见性而隐藏)具有参考平面开口,如下面的 saturn PCB 工具包屏幕截图所示。

在 RF 路径上有一个 TVS、一个偏置 T 和一个隔直电容(如接收器硬件集成手册中所推荐的那样)。

图 2:布局

布局

为了保持 50Ω 路径,我使用Saturn PCB Toolkit来获取微带宽度和“通孔”(THT SMA 信号焊盘)尺寸的值。

Saturn PCB Toolkit 和制造商提供的工具报告的值非常相似,对于 50Ω 微带线,介于 ~0.146 至 ~0.16mm 之间。我选择了 0.15 毫米。

(请注意,制造商的叠层存在不匹配。在静态页面上,他们将 prepeg 列为 0.1mm,而在阻抗工具中为 0.0889)。

图 3:微带计算器

微带

通过(连接到“图像 2”GNSS_RF 信号迹线):

图 4:THT SMA 中心销计算器

通过

这是事物的当前状态。我收到并组装了几块电路板来尝试电路,现在我正在为下一次修订解决问题。这就是我的想法:让我们尝试使用您那里的昂贵玩具来确定射频部分是否正确执行。

假设 #1:

如果正确执行 THT SMA(端口 1)和微带 + 路由到 SMD 焊盘(图像 2 焊盘 2)(端口 2)之间的转换,则一切都应为 Z0。因此,如果我将 TG 输出归一化,然后将 DUT 插入中间,从端口 2 看到的信号幅度(理想情况下)应该没有变化。

测试程序:归一化跟踪发生器将 C72 拆焊并将一个小型 SMA 焊接到同轴电缆上。将 TG 输出馈送到 THT SMA 并使用 SMA 到 U.FL 电缆将 RF 输入连接到 SMD 焊盘。

图 5:测试设置

电路板测试

令我惊讶的是,假设 #1 似乎是错误的。我可以观察到幅度的“周期性”变化,而我预计会出现“平坦”(-ish)线。

图 6:SA 图(yell 归一化,紫色图 5 图) SA 图

我在一块空白 PCB 上重复了这个实验,只焊接了 THT SMA 并将 C76 替换为 0 欧姆电阻。我发现改善了约 1dB,但“振铃”的形状基本相同。

在寻找有关此问题的一些信息时,我偶然发现了我认为在类似问题上非常好的线程。

问题:

  1. 假设 #1 正确吗?
  2. 我还可以进行哪些其他实验/测试?
  3. 微带线和 SMA 信号的计算是否正确?
  4. 我的焊盘(沿 RF 走线的无源器件)和 GNSS 模块的 SMD 焊盘是否可能确实充当电容器?我应该取消参考平面以减少这种影响吗?
  5. 您是否建议我设计一个具有多个焊盘形状和切口的 PCB 来进一步分析这种行为?

编辑1:

由于我有一个定向耦合器,我可以尝试在 DUT 上执行 S11 测量(仅高达 2GHz)。按照Neil_UK的建议,我焊接了一个 49.9R 1% 0603 电阻(目前没有 100r),并进行了几次通过,一次使用 50R 负载,另一次使用“端接”DUT。

图 7:连接 50R 负载的耦合器 带 50R 负载的耦合器

图 8:DUT 焊接端接 DUT 焊接端接

这是结果。黄线是开路负载归一化迹线,粉红色是 50R 负载(图 7),蓝色是 DUT(图 8)。我切掉了一点 SMD 焊盘,得到了大约 0.5 dB 的改进。 图 9:S11 情节 S11 情节

编辑2:

由于我想验证不同传输线对参考平面和连接器类型的影响,我设计了一个具有不同设计的小型测试板,以便在设计板时参考预期响应。我想测试以下传输线(带有多个连接器):

  • 带参考平面 L2 的微带线
  • 带参考平面 L3 的微带线
  • 接地共面波导参考平面 L2
  • 接地共面波导参考平面 L3

完成的电路板如下所示:

图 10:板顶 板顶

图 11:板底 板底

图 12:板部分 板部分

图 13:格柏 L1 L1

图 14:格柏 L2 L2

图 15:格柏 L3 到 L6 L3-L6

这次我选择了 Eurocircuits 和他们定义的阻抗服务,因为最终的电路板将在那里制造。Eurocircuits的堆叠如下:

图 16:Eurocircuits 叠层

Eurocircuits IS400 叠层

因此,在测试了 S11 和 S21 的所有组合之后,我的印象如下:

  • 窄预制棒上的细轨道(如 Neil_UK 所指出)在测试的频率范围内(有时差仅 -5dBm)比参考 L3 的轨道(更宽)表现出更差的 S11
  • 在我看来——也许——获胜者将是参考 L3 的微带。尽管这似乎表现得非常好,但我想知道如何以优雅的方式将如此宽的轨道(1.36mm)路由到 0402 焊盘(以免由于拉伸和变窄轨道而造成任何干扰)。

措施(单击此处查看全分辨率图像):

图 17:所有小节缩略图 https://i.ibb.co/fHy07qH/all-measures-01.png

免责声明:

在射频设计方面,我完全是个菜鸟(坦率地说,我仍在努力理解最基本的概念,所以,如果我的问题或假设完全错误,我深表歉意),所以我明白了一个 SA 玩和学习。

4个回答

我不相信你的传输线有什么问题。我认为传递函数的周期性振荡是由于传输线末端的电容不规则性造成的,它们形成了一个储能电路。

我的焊盘(沿 RF 走线的无源器件)和 GNSS 模块的 SMD 焊盘是否可能确实充当电容器?我应该取消参考平面以减少这种影响吗?

是的,每个焊盘,尤其是在 0.1 毫米预浸片上,都是一个电容器。如果你是这样一个完美主义者,你应该用接地空洞来补偿这个寄生电容。

您是否建议我设计一个具有多个焊盘形状和切口的 PCB 来进一步分析这种行为?

是的,它叫做“测试券”,每个人都这样做。在最终确定您的 PCB 之前,建议制作几块具有不同 SMA 占位面积和不同走线尺寸和焊盘/空隙的测试板,然后对其进行测试。我更喜欢使用 TDR 来检查走线质量,它可以为您提供阻抗受到任何缺陷影响的点,并纠正走线几何形状。将迹线段加长,以便于识别薄弱点。

顺便说一句,您从哪里获得 SMA 连接器的足迹,您为什么信任它?[我确信制造商推荐的 U.FL 连接器占用空间非常非常糟糕]。

此外,在使用同轴电缆进行测试连接时,最好将电缆剥开,使其尽可能对称和同轴,如下所示: 在此处输入图像描述

您测量的很大一部分是频谱分析仪和电缆。您看到的跨频率“振铃”是由于频谱分析仪本身、电缆、连接器或电路中的反射造成的;根据频率/相位增加或减少反射 - 与电缆的长度直接相关 - 产生取决于反射功率的相位关系的正弦模式。您展示的端接耦合器和电缆的回波损耗一开始就不是很好,这让我相信您的 DUT不是很好与您测量的一样糟糕(但显然仍然不是那么好)。您确实需要租用网络分析仪来获得准确的测量结果,这将使您能够校准电缆和连接器。这至少会为您提供您所期望的“平滑”线。旁注 - 根据我的经验,U.FL 电缆非常糟糕。

就您的电路而言-检查您正在使用的阻塞电容的数据表-自谐振频率可能太低,而您的电容实际上就像一个电感器。如果没记错的话,对于 0402,我曾经使用 18pF 射频电容 (hi-Q) 作为 GNSS 频率的射频旁路。用作射频短路的最佳值将根据外壳尺寸而变化。

获得正确的 50 欧姆迹线并不是困难的部分。一般来说,只要走线很短,走线阻抗就不会给你带来什么……它是所有其他的寄生效应和阻抗转换都会产生反射。在与信号线平行的任何焊盘下方尽可能多地切出接地层。看看你的 SMA 连接器布局......在整个电路板的中心导体周围切出额外的接地,这肯定会很容易地影响你的性能。

祝你好运!因为不是 RF 人,你做的都是正确的事情。

Ps - 如果您真的想深入了解,请开始使用 EM 求解器。Sonnet 有一个免费版本,可以让你走得很远。模拟应该很快就会发现这样的问题。

关于频谱图上普遍存在的“梳状”(正弦波)的简短说明:根据我使用反射计 (FDR) 测量天线的经验,这是由于探头电缆的长度和末端的阻抗不匹配造成的您的探头电缆,即与负载或负载内不匹配。

峰值出现在每个 lambda/2 处,谷值出现在每个 lambda/4 的奇数倍处,反之亦然 - 取决于失配的特征(开路/短路)。另见四分之一波技巧

知道梳中规则峰的频率间隔,您可以计算电缆的长度,反之亦然。

cable_length [m] = ( 300 [MHz*m] * velocity_ratio ) / (2 *pole_freq_spacing [MHz] )

我希望公式是正确的......在下面的天线测量图表中,峰值间隔为 85 MHz,电缆长度被引用为 1 m - 这表明速度比(电缆收缩系数)仅为 0.56......好吧,为什么不 :-) 通常我习惯于在便宜的 RG58 中看到 0.67 或在低损耗电缆中看到 0.8-0.85 以用于更苛刻的应用……或者分析仪内部可能存在一些需要考虑的信号路径.

示例天线测量

对新手来说违反直觉的是,电缆越长,频域图中的“梳子”就越密集。没有这种梳子的“最干净”的图可以使用无电缆 = 天线馈电点直接耦合到 FDR 的线路驱动器(或探头)。FDR 通常提供校准机制 - 不确定这是否是为了说明探头电缆的非零长度和不完美的匹配......

重要的一点是,在使用 FDR 时,您需要知道如何解释结果,并注意“探头电缆的诅咒”:-) 我在天线数据表中一遍又一遍地看到这些康比图 - 而且我'我想知道供应商是否将它们留在数据表中作为读者的练习,粗心的陷阱,作为那些能够欣赏它的人的内部笑话,作为数据表固有地清除菜鸟的微妙方式发起(= 让数据表找到并取悦其目标受众)或什么 :-)

如果您使用的是频谱分析仪,而不是 FDR,恐怕我无法立即提供任何结论……您的分析仪的输入失配可能与分析仪探头处的 DUT 失配相互作用,在整个长度范围内探头电缆,投掷半波和四分之一波阻抗变换技巧。呵呵,分析仪的寄生输入电容可能对频谱的上端起作用。

Neil_UK 比我有更多的线索,并且已经建议测量 S[1,1]。这就是为什么 - 它切中要害并且相对容易解释。

顺便说一句,我想赞扬你提出正确的问题并在正确的方向上进行实验。保持良好的工作。

正如一些人所暗示的那样,您的走线可能并没有那么糟糕,而是您正在测量的是耦合器的不良匹配和有限的方向性。

现在要意识到的最重要的事情是,将幅度归一化对您没有好处!方向性和匹配的误差具有随频率变化的幅度和相位,因此您需要矢量误差校正,这就是 VNA 所做的。

如果您坚持使用标量网络分析仪来测量 abs(S11),那么您必须在测量中接受更大的不确定性限制。不确定性来自误差信号可以在任何角度与“实际”abs(S_11) 相互作用的事实。

这是不同耦合器方向性值的 abs(S_11) 中的不确定性。图表上的线条是耦合器的方向性, x 轴是轨迹的实际 abs(S_11)。(图片来源 anritsu)

在此处输入图像描述

因此,现在您可以看到,根据其数据表,当您的耦合器在 250MHz 左右时,您只能进行准确的 (~ +-1dB) abs(S_11) 测量。在低频下,您的迹线看起来非常匹配,因此您所看到的波纹很可能是由于耦合器造成的不确定性。

购买 nanoVNA,您应该会看到更好的结果。